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    變壓器隔離全橋IGBT驅動電路設計

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    深圳逸盛通科技有限公司

    時間 : 2018-12-24 10:37 瀏覽量 : 610

    變壓器隔離全橋IGBT驅動電路設計


    在脈沖電源中,驅動電路的質量直接關系到逆變器的正常工作。一個好的驅動電路首先要保證開關的安全,其次要使開關的損耗小。這兩者之間存在矛盾。因為功率開關元件引起的損耗主要是開關損耗(開關損耗和關斷損耗)。開關損耗與驅動脈沖信號上升沿和下降沿的陡度密切相關。下降沿和上升沿越陡,開關損耗越小,即電壓和電流重疊的時間越短。然而,較陡的上升和下降沿將產生過大的脈沖電流和電壓尖峰,這威脅到開關的安全。因此,為了實現安全有效的供電,有必要抑制或吸收這些電流和電壓尖峰。本文介紹了一種變壓器驅動的大功率IGBT模塊電路。它不僅具有很強的驅動能力,而且能很好地吸收電壓和電流尖峰。


    1。驅動電路分析及驅動電路存在的問題


    在中頻脈沖滲碳電源中,快速進行過電流保護非常重要,驅動脈沖的無延遲傳輸在實時過電流保護中起著重要作用。同時,為了減少開關損耗,也需要驅動脈沖非常陡峭的上升和下降。一些特殊場合要求緊湊、簡潔,不需要額外的驅動電源等??紤]到上述要求,采用變壓器隔離全橋驅動電路,其電路如圖1所示。

    圖1 變壓器隔離全橋電路


    圖1變壓器隔離全橋電路


    在圖1中,每個臂選擇一個NMOSFET和一個PMOSFET。兩個PWM控制信號1或2是高電平,即,1是高電平,2是低電平,Q 1和Q4是關閉的,Q 2和Q3是接通的,Q5是接通的。此時,Q2、Q3和T1的初級繞組將形成一條路徑。在T1的一次側施加脈沖電壓,相應的二次側得到驅動脈沖信號。1、2為低電平,Q1、Q2同時接通,T1原邊短路,則次邊無脈沖輸出。MOSFET導通電阻小,響應快,能提供瞬時導通IGBT所需的大電流,保證驅動脈沖具有較陡的上升和下降沿。應注意的是,滲碳脈沖電源的輸出脈沖控制芯片采用UC3825,屬于峰值電流控制芯片。它具有抗磁偏置的能力,并且不需要添加直流電容器來防止磁偏置。相反,當增加直流電容時,會出現兩個PWM控制信號不能同時關斷的問題。在移除直流電容器之后,問題就消失了。因此,在使用直流電容時應注意芯片的控制方式,防止偏置。


    雖然上述驅動電路解決了驅動信號的無延遲傳輸問題,并且為驅動脈沖提供了較陡的上升和下降沿,但是在驅動脈沖的上升和下降沿也有較大的開關峰值。上升沿過沖主要是由泄漏引起的。詳細討論了超調的具體分析和消除方法。下降沿的開關峰主要是由勵磁電感引起的。通常,這兩個峰值的減小是通過增加Rg(柵電阻)來實現的,但是增加Rg將減緩驅動脈沖的上升沿和下降沿的陡峭度并增加開關損耗。



    圖2一個脈沖周期各波形時序圖

    圖2.第一脈沖周期的每個波形的時間序列圖


    具體工作過程分析如下:圖2為脈沖周期。當正脈沖上升沿(t0~t3)出現時(這里只考慮正脈沖),電容C等效于短路。通過二極管D和電容C,IGBT可以獲得較大的瞬時電流,從而縮短了驅動脈沖的上升時間。在圖2中,正脈沖是IGBT的驅動信號,而負脈沖的上升沿是由另一個驅動脈沖引起的。因此,我們需要討論的是另一個驅動脈沖的下降沿峰值。這四個輸出脈沖是一樣的,所以我們只需要討論一種方式。然而,為了直觀和完整,這里將其討論為局部負脈沖的上升沿(如下所述)。當然,穩壓支路也有電流流動,但是與加速電容器C支路相比,它非常小。沒有電阻R,電容器將在幾個脈沖周期內充電并失去其加速度。因此,需要當每個周期的上升沿到達時,電容器C的電荷不應該存儲在電容器上。因此,一個小電阻并聯連接到電容器,為電容器提供放電電路。IGBT的輸入柵極電容為滿,在平頂期間(t3-t4)柵極保持高電平。此時,IGBT的GE等效于斷開,變壓器二次側保持高電平。當脈沖下降沿(t4-t9)到達時,IGBT的輸入電容器在此期間將向后放電,需要減速。如果放電速度太快,將導致很大的關斷峰值。因此,需要阻止通過加速電容器的加速放電。因此,在加速電容器前面串聯一個快速恢復二極管,以便僅通過穩壓管放電。壓力調節器能很好地吸收其峰值,控制其下降沿的陡度。


    在改進電路中增加的器件可以看作是一個可變電阻:當脈沖的上升沿開始到達IGBT Miller平臺(t0-t2)時,電阻值非常小,主要是充電電流流過加速電容器的分支,從而持續加速柵極電容器的充電。IGBT。在此期間,IGBT Miller平臺的充電電流率隨著電容器電壓的增加而逐漸減小。在米勒平臺末端,充電電流為零,充電電流達到最大值。這可以通過柵極電阻上的電壓波形來確認。在上升沿(t3)的末端,充電電流減小到幾乎為零,因此沒有出現過沖峰值。在電容器加速以阻塞其快速放電通道之前,添加反向二極管。圖3是原始的驅動波形;圖4是附加電路驅動波形;圖5是負載滿時的驅動波形。

    圖3 原始驅動波形 


    圖3原始驅動波形


    2。驅動電路改進方法分析


    圖1所示的電路是對原有驅動電路的改進。通過在柵極上增加穩壓器、二極管、電容器和電阻,可以良好地吸收上升沿、下降沿和峰值。


    從圖3和圖4的比較中可以看出,在小延遲的情況下,峰值應該最小化。從圖3中可以看出,要減小的主要峰值是負脈沖后緣處的過沖峰值,因為這個峰值可能達到IGBT的開口電壓(Vth),這將導致同一橋臂的兩個IGBT直接通過。同時,從圖5可以看出,驅動波形在滿載(600V/30A)下具有良好的穩定性,沒有大的峰值,保證了IGBT的穩定性。設置,安全工作。


    圖4 改進電路驅動波形


    圖4改進了電路驅動波形

    圖5 滿負載時驅動波形圖


    圖5滿載驅動波形


    驅動等效電路如圖6所示。其中,Lm是變壓器次級側的勵磁電感;Z1是電壓調節器(其反向等效于二極管,所以用二極管代替它);Rg是驅動電阻,Cgs是柵極和IGBT源之間的電容;R1是線路的等效電阻。等效電路表明:


    Vgs=Vab+VZ1+VRg+VR1(1)


    R1的實際值非常小,可以忽略不計。穩壓二極管在D1和C1的兩端并聯連接。它的電壓是D1和C1兩端的電壓之和。電壓調節器二極管是一種“可變”電阻器,可隨電流自動調節。通過改變電阻來控制上升沿和下降沿的速率,可以控制過沖峰值的大小。測量的Rg和驅動變壓器次級側的反向波形如圖7所示。Rg上的電壓波形是流過勵磁電感的電流波形。正脈沖下降沿的過沖峰值是由激勵電感引起的:


    U=Lmdi/dt(2)


    從公式(2)可以看出,勵磁電感越小,勵磁電感上的電壓尖峰越小,IGBT G-S之間的電壓尖峰越小。對于脈沖平頂,應綜合考慮各種情況。


    圖6 正脈沖下降沿等效電路


    圖6。正脈沖下降沿的等效電路


    圖7  Rg與變壓器次邊反向波形


    圖7Rg和變壓器次級側的反向波形


    三。結論


    通過對上述改進電路的詳細分析,可知驅動脈沖過沖峰值對安全構成威脅。


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